Способи електричного сканування ХС

в антенних решітках

Для переміщення ХС у просторі необхідно створити в розкриві антенної решітки лінійний фазовий розподіл. В підрозділі 6.5.2 показано, що положення максимумів ХС для еквідистантних решіток визначається за виразом

(9.1)

де d − відстань між сусідніми елементами решітки;

ξ − фазовий зсув між струмами (полями) збудження сусідніх випромінювачів;

f – частота струмів живлення;

m − порядок максимуму ХС. Один з максимумів вибирається головним, решта є паразитними і від них необхідно позбавлятися.

Із формули (9.1) випливає, що величина відхилення максимуму θ _m ХС залежить від зсуву фаз ξ та від частоти хвилі f. При зміні даних величин змінюється і кут відхилення променя. Це дозволяє здійснити електричне сканування ХС. В антенних решітках використовуються два основних методи сканування (відхилення) ХС:

Куточастотна чутливість − величина, яка визначає відхилення головного максимуму ХС в градусах на один відсоток зміни частоти

. (9.5)

Для визначення залежності величини q від параметрів решітки проведемо диференціювання виразу (9.4), тоді набуваємо вираз

. (9.6)

Із співвідношення (9.6) випливає, що збільшити куточастотну чутливість можна двома шляхами:

збільшити електричне сповільнення – відношення швидкості світла до фазової швидкості хвилі у фідері, тобто використовувати фідери із сповільнювальною системою;

збільшити відношення − геометричне сповільнення в системі.

Звичайні хвилевідно-щілинні решітки нерезонансного типу мають слабку дисперсію. Відношення

для таких решіток змінюється у межах 1,3…1,42 при зміні довжини хвилі на 10%. КЧЧ в даному випадку менше . Для збільшення дисперсії використовують сповільнювальну структуру типу гребінка (рис. 9.7).

За допомогою таких структур можна отримати величину . Недоліками сповільнювальних структур є обмеження пропускної потужності та помітні втрати.

Для збільшення геометричного сповільнення на практиці використовують спіральні або змійкові хвилевідно-щілинні решітки (рис. 9.8 а, б).

Для отримання у схемах із геометричним сповільненням куточастотної чутливості 5…10 необхідно мати відношення порядку п’яти та більше. При цьому антенна може стати дуже громіздкою, що ускладнює її використання.

У решітках з великим геометричним сповільненням як головний використовується максимум порядку. Це видно з виразу (9.4). Саме за таких умов .

До основних переваг антенних решіток із частотним скануванням слід віднести:

простоту конструкції, дешевизну;

відсутність елементів, що потребують спеціальних пристроїв управління;

можливість швидко та точно орієнтувати ДС на необхідний кутовий напрямок.

Поруч із очевидними перевагами, антенні решітки із частотним скануванням мають і такі істотні недоліки:

нелінійні викривлення форми ДС у межах сектора сканування через нелінійну залежність положення головного максимуму від частоти;

порівняно значні втрати та обмеження за пропускною потужністю, оскільки вся потужність до випромінювачів підводиться по загальному тракту. Обмеження за пропускною потужністю помітно послаблюються у паралельній схемі живлення, але така схема за конструкцією складніша порівняно із послідовною;

антенним решіткам із частотним скануванням притаманний ефект “засліплення”. Він спостерігається при переведенні ХС через нормаль до антенної решітки. У даному випадку, відбиті від щілин хвилі додаються синфазно і потрапляють у радіопередавальний пристрій, що призводить до різкого зменшення потужності випромінювання. Крім того, різко зростає коефіцієнт стоячої хвилі у хвилеводі. Тому, на практиці, в антенних решітках із частотним скануванням ХС через нормаль не переходить;

вузькосмуговість із-за залежності від частоти напрямку головного максимуму ХС;

необхідність використання радіопередавальних та радіоприймальних пристроїв, що перестроюються за частотою;

низька перешкодозахищеність.

9.1.4. ФАР із фазовим способом електричного сканування

характеристикою спрямованості

При фазовому скануванні фазовий розподіл в розкриві решітки змінюється за заданим законом за допомогою електрично керованих фазообертачів, що вводяться у канали живлення випромінювачів.

На відміну від хвилевідно-щілинних решіток із високою куточастотною чутливістю в ФАР із фазовими скануваннями використовується головний максимум нульового порядку (m =0), тому положення головного максимуму визначається за виразом

. (9.7)

Отже, змінюючи електричним способом зсув фаз ξ між струмами (полями) збудження сусідніх випромінювачів можна змінювати напрямок головного максимуму ХС. Існує два способи управління фазою: неперервний та дискретний.

При неперервному способі управління фаза струму (поля) змінюється плавно і встановлюється точно таке її значення для кожного випромінювача, яке необхідне для відхилення променя на заданий кутовий напрямок. Для реалізації даного способу використовуються фазообертачі неперервної дії. Такі фазообертачі критичні до нестабільностей напруг живлення та температури і потребують неперервної подачі керованих сигналів. Тому на практиці неперервний спосіб управління фазовим розподілом використовується рідко.

При дискретному (комутаційному) способі, зміна фази відбувається стрибком із величиною дискрети

, (9.8)

де М _φ=2 ^ν − ціле число, яке кратне 2;

ν =1, 2, 3, … − розрядність фазообертача.

При дискретному способі управління фазою в розкриві антени виникають фазові похибки, які призводять до викривлення ХС, зниженню КСД, збільшенню бічних пелюсток, стрибкоподібному скануванню променя тощо. Але за певних умов ці недоліки незначні.

Розглянемо це питання більш детально для лінійної решітки, у якої випромінювачі розташовані впродовж осі z.

Нехай i номер випромінювача у решітці, а

(9.9)

це необхідний (“ідеальний”) фазовий розподіл, який забезпечує відхилення променя на кут θ_о (рис. 9.9, а).

При дискретному фазуванні визначається p – ціле число дискрет в величині . Фазовий розподіл має вигляд

, якщо ;

, якщо , (9.10)

При заміні необхідного ФР дискретним в розкриві антени виникають фазові похибки

. (9.11)

Максимальне значення похибки не перевищує за модулем половини дискрети (рис. 9.9, б).

Із рис. 9.9, б випливає, що фазова похибка δφ є періодичною. Період фазової похибки Т_п дорівнює ділянці антени, у межах якої всі випромінювачі сфазовані однаково. Всю решітку можна представити у вигляді сукупності синфазних підрешіток однакової довжини Т_п. Період підрешіток залежить від кута θ ₀, на який необхідно відхилити ХС та від дискретності фазування

. (9.12)

Кількість випромінювачів у межах однієї підрешітки

.

Кількість підрешіток у складі антенної решітки довжиною L дорівнює

.

Отже, розглянута решітка є прямофазною антенною решіткою ідентичних однаково орієнтованих підрешіток. До такої системи можна застосувати правило перемноження характеристик спрямованості

. (9.13)

В (9.13) є нормованою ХС окремого випромінювача, є нормованим множником однієї підрешітки, є нормованим множником системи підрешіток. Як правило випромінювач слабко спрямований, і його впливом на результуючу ХС ФАР нехтують.

Для прикладу приймемо, що амплітудний розподіл є рівномірний А (z)=1, тоді нормовані множники однієї підрешітки і системи підрешіток описуються виразами

; (9.14)

. (9.15)

Приклад зображення нормованих ХС решітки, множника підрешітки та множника системи підрешіток в узагальненій системі координат показано на рис. 9.10.

Множник однієї підрешітки має один головний максимум в області реальних кутів тому, що і цей максимум спрямований по нормалі через синфазність підрешітки.

Множник системи підрешіток за умови має декілька максимумів в області реальних кутів. Напрямки максимумів з номером визначаються за формулою

. (9.16)

На рис. 9.10 наведені 3 максимуми. Загалом відстань між підрешітками, а значить і кількість максимумів множника системи підрешіток залежить від величини дискрети фази фазообертача та напрямку спостереження, що випливає з виразів (9.12), (9.16).

Нульовий максимум є головним, решту дифракційних максимумів називають комутаційними тому, що причина виникнення їх є застосування комутаційних фазообертачів.

З рис. 9.10 випливає, що дискретність фазування призводить до таких негативних наслідків:

зменшується значення головного максимуму результуючої ХС до значення множника підрешітки в напрямі максимуму нульового порядку множника системи підрешіток ;

збільшується рівень бокових пелюсток через наявність комутаційних максимумів. Найбільший рівень їх буде з боку, протилежного відхиленню головного максимуму і дорівнює значенню множника підрешітки у напрямі максимуму комутаційної пелюстки порядку .

Крім того дискретна зміна фазового розподілу призводить до переміщення ХС стрибками. Мінімальна величина стрибка [ ]

визначає похибку у встановлені максимуму у заданому напрямку.

Розглянемо детальніше вказані вище негативні наслідки. Підставимо вираз (9.16) при у вираз (9.14), отримаємо

.

Якщо М >>1, то ,

тоді

. (9.17)

Набули значення, яке показує зменшення максимуму головного максимуму ХС через дискретність фазування.

Очевидно, що помилки фазування призведуть і до зменшення КСД D порівняно з КСД у випадку ідеального фазування . З урахуванням (9.17) можна отримати

. (9.18)

Для знаходження рівня найбільшої комутаційної пелюстки підставимо вираз (9.16) при у вираз (9.14) отримаємо

.

Для М >>1 справедливо також врахуємо, що , отримаємо

.

Відносне зменшення КСД та рівень комутаційних пелюсток, що визначені згідно з виразами (9.20) та (9.21) наведені в табл. 9.1.

Таблиця 9.1

Відносне зменшення КСД D/D_o та рівень комутаційних пелюсток для різних дискет фазування

Δφ	π	π/2	π/4	π/8
D/Do	0,405(–3,92)	0,811(–0,91)	0,950(–0,22)	0,989(–0,056)
	1(0)	0,333(–9,54)	0,143(–16,9)	0,069(–23,5)

У дужках вказані значення відповідних величин в децибелах.

Таким чином, при збільшеній дискретності фазування зменшу-ється КСД та зростає рівень бічних пелюсток.

Наявність комутаційних пелюсток є вкрай небажаним явищем. Для їх зменшення, на практиці, застосовують наступні способи:

1. Зменшення дискретності фазування. Це досягається шляхом збільшення розрядності фазообертачів. При великій розрядності фазообертачів ускладнюється схема управління та збільшуються загальні втрати. У зв’язку з цим використовуються фазообертачі із кількістю розрядів не більшою трьох-чотирьох. Рівні паразитних пелюсток при таких значеннях ν часто виявляються неприпустимими.

2. Руйнування періодичності (еквідистантності) підрешіток виникає шляхом введення додаткового нелінійного фазового розподілу. Нелінійний початковий фазовий розподіл автоматично реалізується в ФАР із оптичним живлення. У даному разі φ _{почат .} є квадратичним, це порушує періодичність підрешіток. Нееквідистантність підрешіток виключає появу комутаційних пелюсток.

Основні проблеми реальних ФАР

1. Реальні фазообертачі змінюють фазу у межах від 0º до 2π. Розрахункове дискретне значення фази живлення випромінювача, яке визначається за формулою (9.10), може набагато перевищувати 2π. У цьому випадку на практиці використовується скидання фази, тобто від величини віднімається фаза кратна 2π

,

де n – ціле число дробового числа .

Скидання фази призводить до додавання сигналів від різних випромінювачів у фазі, але із затримкою у часі (рис. 9.11).

Це призводить до викривлення сигналу, якщо сигнал широкосмуговий. Для того, щоби такі спотворення були незначними необхідно щоби ширина спектра сигналу у відсотках була меншою за ширину ХС у градусах [ ]

.

2. З метою забезпечення одинокості головного максимуму випромінювачі, у межах решітки, розміщуються на близьких відстанях (d <λ). Таке розміщення випромінювачів призводить до їх взаємного впливу, розузгодженню, що супроводжується погіршенням спрямованих властивостей ФАР. Для зменшення взаємного впливу випромінювачів використовуються спеціальні пристрої, що значно ускладнює ФАР.

3. Перехід до дискретного фазування зумовлює виникнення комутаційних пелюсток, що призводить до зменшення потужності випромінювання, КСД та зменшенню перешкодостійкості.

4. Складність системи керування АФР, особливо при великих апертурах антен, потребує використання спеціалізованих ЕОМ.

Незважаючи уваги на перераховані проблеми, ФАР у наш час є найперспективнішими антенами і широко впроваджуються в РТС різного призначення.

9.2. Антени із обробкою сигналів

9.2.1. Типи антен із обробкою сигналів

У звичайних антенах сигнали, що приймаються окремими елементами антени, складаються безпосередньо у загальному фідерному тракті, після чого сумарний сигнал підводиться до приймального пристрою. Існують також і інші антен, де сигнали, що приймаються окремими елементами спочатку піддаються спеціальній обробці і тільки після неї результуючий сигнал підводиться до приймального пристрою. Такі антени називають антенами із обробкою сигналів. Обробка сигналів дозволяє покращати характеристики антени (збільшити її КСД, знизити рівень бокових пелюсток тощо). Антени із обробкою сигналів можуть підвищити роздільну здатність та точність визначення кутових координат без збільшення розмірів антени.

В антенах із обробкою сигналів неможливо провести чітку межу між власно антеною та схемами обробки.

Залежно від методів обробки сигналів, що використовуються, серед антен із обробкою сигналів розрізняють:

активні антени;

моноімпульсні антени;

антени із послідовною обробкою сигналів (антени із синтезованим розкривом);

цифрові антенні решітки;

адаптивні антени;

антени з оптичною обробкою сигналів.

9.2.2. Активні слабкоспрямовані антени

Розширити можливості антенних пристроїв можна безпосереднім сполученням пасивних антен з такими електронними (активними) приладами як електровакуумні лампи, транзистори, тунельні діоди. Такі антенні пристрої називають активними антенами. Струми (напруги) у цих антенах визначаються властивостями активного елемента (підсилювача, автогенератора).

На рис. 9.12, а схематично показані можливі структури активних одиночних випромінювачів із увімкненими (вбудованими) активними елементами (АЕ)на діодах або транзисторах; при цьому АЕ увімкнені у випромінювачі за схемами дво-, три- і чотириполюсників.

Активні антени загалом – нелінійні та невзаємні пристрої. Увімкнення активного елемента у випромінювачі дозволяє зменшувати розміри антен, розширювати смугу пропускання антен, покращитичутливістьприймальних або ККД передавальних систем, забезпечувати електричне керування розподілом струму на випромінювачі.

Активні слабкоспрямовані антени можуть бути як приймальними та передавальними, так і приймально-передавальними. Активні приймальні антени поділяють на антени-підсилювачі (АП), антени-детектори, антени-перетворювачі.

Активні передавальні антени можна поділити на антени-генератори та антени-підсилювачі потужності (АПП). Активна частина схеми передавальних антен може мати каскади множення частоти сигналу.

На рис. 9.12, б наведена схема вібраторного АП на транзисторі. Транзисторний підсилювач працює при фіксованому зсуві, що забезпечує максимальне підсилення або мінімальну шумову температуру. Зміною положення точки В увімкнення вхідного кола підсилювача до напівхвильового вібратора і ємності конденсатора Свипромінювач узгоджують із вхідним колом транзисторного підсилювача. У таких антенах при коефіцієнті підсилення порядку 12 дБ (метровий діапазон хвиль) відношення сигнал/шум вище, ніж у пасивного вібратора з кабелем і звичайними узгоджувальними пристроями.

Можлива схема побудови випромінювача малих розмірів з тунельним діодом у його верхній частині, виконана за першим варіантом рис. 9.12, а, наведена на рис. 9.12, в. У верхню частину випромінювача паралельно діоду по ВЧ увімкнений короткозамкнений шлейф. Підбираючи провідність діода та довжину шлейфа, можна збільшити активний вхідний опір коротких випромінювачів, отримати підсилення у смузі частот, змінити розподіл струму по випромінювачу. В усіх схемах з тунельними діодами великою проблемою є уникнення їх самозбудження, для чого в даній схемі використаний стабілізуючий двополюсник, що має дуже малу власну індуктивність.

На рис. 9.13, а наведені графіки зміни в діапазоні частот нормованих значень вхідного опору пасивного несиметричного випромінювача з верхнім ємнісним навантаженням (крива 1)і того ж випромінювача із транзисторним АЕ (схема із загальним колектором), увімкненим у випромінювач за схемою триполюсника (див. рис. 9.13, а)нижче верхнього ємнісного навантаження (крива 2). Бачимо, що АЕ ефективно трансформує опір вібратора (активний опір збільшується), зменшує резонансну частоту та частотну залежність.

Подальше покращання характеристик антени можна отримати, якщо увімкнути транзистор за схемою із загальним емітером (рис. 9.13, б), оскільки підсилення за потужністю в ній вище, ніж у схемі із загальним колектором. (Коло живлення транзистора на рис. 9.13 не показане).

Спрощена еквівалентна схема, що відповідає рис. 9.13, б, наведена на рис. 9.13, в, де С – навантажувальна ємність антени; – повний опір вертикальної частини антени між емітером та екраном; – індуктивність; – опір випромінювання вертикальної частини антени між емітером та екраном; аналогічно – повний опір частини антени від колектора до вихідних клем антени; – хвильовий опір фідера; – ЕРС, що наведена в антені полем падаючої хвилі та умовно показана у колі бази.

Ввівши крутість характеристики транзистора і коефіцієнт підсилення за струмом , можна отримати вираз для струму колектора:

.

Резонансну частоту активного вібратора можна визначити з умови

.

Звідси

,

тобто резонансна частота активного вібратора в раз менше резонансної частоти пасивного вібратора з верхнім ємнісним навантаженням. З виразу для струму також випливає, що активний опір випромінювання при увімкненні активного приладу зростає в раз.

Теоретичні дослідження слабкоспрямованих АП присвячені в основному розрахунку та проектуванню АП двох типів: нерезонансних (широкосмугових) для діапазону частот нижче 30...50 МГц і резонансних (смугопропускаючих) для діапазону частот 50...1000 МГц і вище, а також зменшенню нелінійних викривлення. Ціль таких досліджень – розробка принципів конструювання АП на транзисторах як найменших розмірів із заданою смугою пропускання при оптимальній шумовій характеристиці.

При введенні першого підсилювального каскаду в антену утрудняється селекція сигналів за частотою. Нелінійні характеристики АЕ, що використовуються в АП збільшують небезпеку нелінійних викривлень. В АП, як і в приймачах взагалі, можуть виникати перехресна та взаємна модуляції. Щоб зменшити нелінійні викривлення, в АП використають активні прилади з лінійними характеристиками в межах великого динамічного діапазону та випромінювачі малих розмірів.

Слабкоспрямовані передавальні активні антени менш досліджені, ніж приймальні, особливо ніж антени-підсилювачі. Серйозною перешкодою для побудови й використання активних передавальних слабкоспрямованих антен поки є проблема зменшення випромінювання на гармоніках.

Таким чином, до основних невирішених проблем слід віднести підвищення чутливості та перешкодозахищеності АП, зменшення випромінювання на гармоніках в антенах-підсилювачах потужності.

9.2.3. Моноімпульсні антени

Моноімпульсні антени є невід’ємною складовою частиною амплітудних та фазових систем моноімпульсної пеленгації. Для реалізації амплітудного методу пеленгації антенна система в кожній площині має формувати дві однакові рознесені у просторі характеристики спрямованості (рис.9.14). Напрямок, в якому ХС однакові називається рівно сигнальним.

Визначення кутової координати здійснюється відносно рівносигнального напрямку шляхом порівняння амплітуд сигналів, які приймаються у двох каналах з ХС . Максимальна точність вимірювання досягається, якщо кут між напрямками головних максимумів ХС буде рівним ширині ХС.

Необхідні ХС для амплітудних систем пеленгації може формуватися за допомогою різних антенних систем.

В дзеркальних антенах застосовуються винесені із фокуса у фокальній площині опромінювачі (рис. 9.15). Для визначення кутових координат у двох площинах необхідно мати чотири опромінювачі, що розміщуються відносно фокуса у двох взаємоперпендикулярних площинах.

Схема ФАР для формування двох рознесених у просторі ХС має вигляд (рис. 9.16).

Схема, що наведена на рис. 9.16 дозволяє визначити тільки одну кутову координату. Для визначення кутових координат у двох площинах необхідно формувати чотири рознесених у просторі ХС. При цьому поперечний переріз характеристики спрямованості повинен мати вигляд, який показаний на (рис. 9.17).

Таким чином для реалізації амплітудного методу пеленгації необхідно мати антенну систему із суміщеними фазовими центрами, що формує у просторі дві (або чотири) рознесених ХС.

Для фазової моноімпульсної системи використовується дві антени, просторові ХС яких суміщені, а фазові центри рознесені (рис. 9.18).

Кутове положення цілі визначається шляхом порівняння фаз сигналів, які приймаються двома антенами

Δφ= d sinθ,

де d – відстань між антенами (база фазового пеленгатора).

Для однозначного виміру кутових координат база вибирається рівною розміру розкриву антени.

Як антенні системи, які реалізують фазовий моноімпульсний метод пеленгації можуть використовуватися:

1. Дві антени із рознесеними фазовими центрами (рис. 9.18).Такими антенами можуть бути дзеркальні, рупорні та інші.

2. Рупорні моноімпульсні антени (рис. 9.19). Конструктивно така антена зазвичай являє собою Н-секторіальний рупор, в якого у середині встановлюється перегородка певної довжини, для збудження у розкриві двох типів хвиль Н ₁₀ та Н ₂₀.

Через інтерференцію хвиль Н ₁₀ та Н ₂₀ в розкриві рупора утворюється два рознесених фазових центра.

3. ФАР розбивається на 2(4) рівні частини, які формують однакові ХС. Але фазові центри цих частин будуть рознесеними.

З метою виключення впливу неідентичності амплітудно-фазових характеристик приймальних каналів на точність вимірювання кутових координат застосовують амплітудні та фазові сумарно-різницеві системи пеленгації. У таких системах безпосередньо в антені встановлюється схема сумарно-різницевої обробки сигналів, на виході якої із чотирьох парціальних ХС формується три ХС: сумарна (однопелюсткова) та дві різницевих (двопелюсткових), відповідно в азимутальній та кутомісцевій площинах.повинна. Парціальні, сумарна та різницева ДС в одній площині показані на рис. 9.20.

Сумарну та різницеву ДС формують із парціальних діаграм за допомогою лінійних багатополюсників: подвійних хвилеводних трійників, щілинних та кільцевих мостів, спрямованих відгалужувачів тощо.

9.2.4. Антена з кардіоїдною ХС

У діапазоні довгих, середніх та коротких хвиль для пеленгації застосовують антени з кардіоїдною ХС, яка має в азимутальній площині один максимум і один мінімум. Це дозволяє однозначно визначати напрям приходу радіохвилі за зміною рівня сигналу, якщо антену обертати. Антена з кардіоїдною ХС є комбінацією малої рамкової та вертикальної вібраторної антени.

На рис. 9.21 показано вхідне коло приймального пристрою з вертикальною штировою та рамковою антенами.

Під дією падаючої радіохвилі протікає струм вібратора через індуктивність зв’язку. У контурній котушці індукується електрорушійна сила , причому її амплітуда не залежить від азимутального напряму приходу хвилі . На виході рамкової антени виникає електрорушійна сила . Рамкова антена вмикається у контур послідовно з котушкою , а тому напруга на виході є сумою напруг від вібраторної та рамкової антен. Можна підібрати елементи схеми так, щоби на вході приймача напруги та були рівні. Тоді

.

Коефіцієнт визначає результуючу кардіоїдну ДС в горизонтальній площині. Напрями максимального та мінімального приймання протилежні та єдині, тобто антена односпрямована.

9.2.5. Антени із синтезованим розкривом

Призначення та принцип дії антен із

Дата добавления: 2014-11-29; Просмотров: 1373; Нарушение авторских прав?; Мы поможем в написании вашей работы!